Экологичные технологии
Навигация
Библиотека
Скачать Книги
Поиск по сайту

Главная > Общий курс электропривода > Глава №4. Электроприводы переменного тока

Глава №4. Электроприводы переменного тока

Глава четвертая
Электроприводы переменного така

4.1. Простые модели асинхронного электропривода
Принцип действия асинхронной машины в самом общем виде состоит в следующем: один из элементов машины – статор используется для создания движущегося с определенной скоростью магнитного поля, а в замкнутых проводящих пассивных контурах другого элемента – ротора наводятся ЭДС, вызывающие протекание токов и образование сил (моментов) при их взаимодействии с магнитным полем. Все эти явления имеют место при несинхронном – асинхронном движении ротора относительно поля, что и дало машинам такого типа название – асинхронные.
Статор обычно выполнен в виде нескольких расположенных в пазах катушек, а ротор – в виде “беличьей клетки” (короткозамкнутый ротор) или в виде нескольких катушек (фазный ротор), которые соединены между собой, выведены на кольца, расположенные на валу, и с помощью скользящих по ним щеток могут быть замкнуты на внешние резисторы.
Несмотря на простоту физических явлений и материализующих их конструктивов полное математическое описание процессов в асинхронной машине весьма сложно:
во-первых, все напряжения, токи, потокосцепления – переменные, т.е. характеризуются частотой, амплитудой, фазой или соответствующими векторными величинами;
во-вторых, взаимодействуют движущиеся контуры, взаимное расположение которых изменяется в пространстве;
в-третьих, магнитный поток нелинейно связан с намагничивающим током (проявляется насыщение магнитной цепи), активные сопротивления роторной цепи зависят от частоты (эффект вытеснения тока), сопротивления всех цепей зависят от температуры и т.п.
Рассмотрим самую простую модель асинхронной машины, пригодную для объяснения основных явлений в асинхронном электроприводе.

Принцип получения движущегося магнитного поля
Пусть на статоре расположен виток (катушка) А-Х (рис. 4.1,а,б), по которому протекает переменный ток iA = Imsinwt; w = 2pf1. МДС , созданная этим током, будет пульсировать по оси витка
= Fmsinwt
(горизонтальные штриховые стрелки на рис. 4.1,в). Если добавить виток (катушку) В-Y, расположенный под углом 900 к А-Х, и пропускать по нему ток iB = Imcoswt, то МДС будет пульсировать по оси этого витка (вертикальные стрелки):
= Fmcoswt.



а)

б)

в)


г)

Рис. 4.1. К образованию вращающегося магнитного поля в машине
Вектор результирующей МДС имеет модуль

Его фаза a определится из условия
.
Таким образом, вектор результирующей МДС при принятых условиях, т.е. при сдвиге двух витков в пространстве в и при сдвиге токов во времени на , вращается с угловой скоростью , где f1 – частота токов в витках.
В общем случае для машины, имеющей р пар полюсов (р=1,2,3...), синхронная угловая скорость , рад/с, т.е. скорость поля, определится как
; (4.1)
для частоты вращения n0, об/мин, будем иметь:
, (4.2)
т.е. при питании от сети f1=50Гц синхронная частота вращения может быть 3000, 1500, 1000, 750, 600... об/мин в зависимости от конструкции машины.
Выражения (4.1) и (4.2) имеют принципиальный характер: они показывают, что для данной машины имеется лишь одна возможность изменять скорость поля – изменять частоту источника питания f1.

Процессы при w = w0
Пусть ротор вращается со скоростью w0, т.е. его обмотки не пересекают силовых линий магнитного поля и он не оказывает существенного влияния на процессы.
В весьма грубом, но иногда полезном приближении можно представить обмотку фазы статора как некоторую идеальную катушку, к которой приложено переменное напряжение . Мы будем дальше либо обозначать его и другие синусоидально изменяющиеся переменные соответствующими заглавными буквами, если интерес представляют лишь их действующие значения, либо будем добавлять точку вверху, показывая тем самым, что речь идет о временнóм векторе, имеющем амплитуду и фазу j.
Очевидно, что приложенное напряжение уравновесится ЭДС самоиндукции (рис. 4.2,а,б)
, (4.3)
где w – число витков обмотки; kоб – коэффициент, зависящий от конкретного выполнения обмотки.

а) б) в)
Рис. 4.2. Идеализированная модель асинхронной машины при w = w0 (а),
векторная диаграмма (б) и кривая намагничивания (в)
Можно приближённо считать, что магнитный поток определяется приложенным напряжением, частотой и параметрами обмотки:
. (4.4)
Ток в обмотке (фазе) статора – ток намагничивания определится при этом лишь магнитным потоком и характеристикой намагничивания машины (рис. 4.2,в):

В серийных машинах при U1=U1н и f1=f, т.е. при номинальном магнитном потоке ток холостого хода I10 составляет обычно 30% – 40% от номинального тока статора I1н.

Процессы под нагрузкой
При нагружении вала ; отличие скоростей w и w0 принято характеризовать скольжением
. (4.5)
Теперь в роторной цепи появится ЭДС, наведенная по закону электромагнитной индукции и равная
=E1¢s; (4.6)
штрихом здесь и далее отмечены приведенные величины, учитывающие неодинаковость обмоток статора и ротора. Частота наведенной ЭДС составляет
f2=f1s (4.7)
Ток I2¢ в роторной цепи, обладающей сопротивлением R2¢ и индуктивностью L2¢, определится как

или после простых преобразований
, (4.8)
где Х2¢ – индуктивное сопротивление рассеяния вторичной цепи при частоте f1.
Мы получили уравнение, соответствующее традиционной схеме замещения фазы асинхронного двигателя – рис. 4.3, в которой учтены и параметры статора R1 и Х1. Эта простая модель пригодна для анализа установившихся режимов при симметричном двигателе с симметричным питанием.

Рис. 4.3. Схема замещения фазы асинхронного двигателя

4.2 Механические характеристики. Энергетические режимы
Для получения механической характеристики ещё более упростим модель – вынесем контур намагничивания на зажимы – рис. 4.4,а, как это часто делается в курсе электрических машин.


а)

б)

Рис. 4.4. Упрощенная схема замещения (а) и характеристики асинхронной машины (б)
Поскольку
,
где I2а – активная составляющая тока ротора,
y2 – угол между и ,
качественное представление о механической характеристике М(s) можно получить, проследив зависимость каждого из трех сомножителей от s.
Магнитный поток Ф в первом приближении в соответствии с (4.4) не зависит от s – рис. 4.4,б. Ток ротора (4.8) равен нулю при s = 0 и асимптотически стремится к при s ® ±¥ – рис. 4.4,б. Последний сомножитель легко определить по схеме замещения:
;
cosy2 близок к ±1 при малых s и асимптотически стремится к нулю при s ® ±¥. Момент, как произведение трех сомножителей, равен нулю при s = 0 (w = w0 – идеальный холостой ход), достигает положительного Мк+ и отрицательного Мк- максимумов – критических значений при некоторых критических значениях скольжения , а затем при s ® ±¥ стремится к нулю за счет третьего сомножителя.
Уравнение механической характеристики получим, приравняв потери в роторной цепи, выраженные через механические и через электрические величины. Мощность, потребляемая из сети, если пренебречь потерями в R1, примерно равна электромагнитной мощности:
,
а мощность на валу определяется как
.
Потери в роторной цепи составят
(4.9)
или при выражении их через электрические величины
,
откуда
.
Подставив в последнее выражение I2¢ из (4.8) и найдя экстремум функции М=f(s) и соответствующие ему Мк и , будем иметь:
(4.10)
где а=R1/R¢2:
; (4.11)
. (4.12)
На практике иногда полагают, что а = 0, т.е. пренебрегают активным сопротивлением обмоток статора. Это обычно не приводит к существенным погрешностям при Рн > 5 кВт, однако может неоправданно ухудшить модель при малых мощностях. При а = 0 выражения (4.10) – (4.12) имеют вид:
; (4.10,a)
; (4.11,a)
, (4.12,а)
где Хк = Х1+Х2’ – индуктивное сопротивление рассеяния машины.
В уравнении (4.10,а) при s << sк можно пренебречь первым членом в знаменателе и получить механическую характеристику на рабочем участке в виде
. (4.13)
Как следует из рис. 4.4,б и выражений (4.10) и (4.10,а), жесткость механической характеристики асинхронных двигателей переменна, на рабочем участке , а при ½s½>½sкр½ – положительна.
Асинхронный электропривод как и электропривод постоянного тока, может работать в двигательном и трех тормозных режимах с таким же, как в электроприводе постоянного тока распределением потоков энергии – рис. 4.5.

Рис. 4.5. Энергетические режимы асинхронного электропривода
Рекуперативное торможение (р.т.) осуществляется при вращении двигателя активным моментом со скоростью w>w0. Этот же режим будет иметь место, если при вращении ротора со скоростью w уменьшить скорость вращения поля w0. Роль активного момента здесь будет выполнять момент инерционных масс вращающегося ротора.
Для осуществления торможения противовключением (т. п-в) необходимо поменять местами две любые фазы статора – рис. 4.6. При этом меняется направление вращения поля, машина тормозится в режиме противовключения, а затем реверсируется.

Рис. 4.6. Реверс асинхронного двигателя
Специфическим является режим динамического торможения, которое представляет собою генераторный режим отключенного от сети переменного тока асинхронного двигателя, к статору которого подведен постоянный ток Iп. Этот режим применяется в ряде случаев, когда после отключения двигателя от сети требуется его быстрая остановка без реверса.
Постоянный ток, подводимый к обмотке статора, образует неподвижное в пространстве поле. При вращении ротора в его обмотке наводится переменная ЭДС, под действием которой протекает переменный ток. Этот ток создает также неподвижное поле.
Складываясь, поля статора и ротора образуют результирующее поле, в результате взаимодействия с которым тока ротора возникает тормозной момент. Энергия, поступающая с вала двигателя, рассеивается при этом в сопротивлениях роторной цепи.
В режиме динамического торможения поле статора неподвижно скольжение записывается как

и справедливы соотношения для механической характеристики аналогичные (4.10,а) – (4.12,а):
, (4.14)
, (4.15)
где при соединении обмоток статора в звезду
и при соединении обмоток статора в треугольник;
(4.16)
Так как при ненасыщенной машине , критическое скольжение в режиме динамического торможения sк.т существенно меньше .

4.3. Номинальные данные

На шильдике или в паспорте асинхронного двигателя обычно указаны номинальные линейные напряжения при соединении обмоток в звезду и треугольник , токи , частота f1н, мощность на валу Рн, частота вращения . КПД , .
Для двигателей с короткозамкнутым ротором в каталоге приводятся кратности пускового тока , пускового момента , критического момента , иногда – типовые естественные характеристики.
Для двигателей с фазным ротором указывается ЭДС на разомкнутых кольцах заторможенного ротора Е2н при U1н и номинальный ток ротора I2н.
Приводимых в каталоге данных недостаточно, чтобы определить по ним параметры схемы замещения и пользоваться ей при всех расчетах, однако по каталожным данным можно построить естественную электромеханическую и механическую характеристики, воспользовавшись несколькими опорными точками – рис. 4.7.


а)

б)

Рис. 4.7. К построению естественных характеристик асинхронного двигателя с к.з. ротором
Точка 1 () получится из ряда n0=3000, 1500, 1000, 750, 600 об/мин как ближайшая большая к ; .
Точка 2 – номинальная.
Для определения точки 3 () нужно рассчитать , определить и вычислить по (4.10) или (4.10,а), подставив в эти уравнения и .
Точка 4 (w = 0, М = Мп, I1 = I1п) рассчитывается непосредственно по каталожным данным.
Современные двигатели с короткозамкнутым ротором проектируют так, чтобы иметь повышенный пусковой момент Мп, и в некоторых каталогах указывают так называемый “седловой” момент Мсед – рис. 4.7,а.
Некоторое представление о характеристиках современных асинхронных двигателей с короткозамкнутым ротором можно получить из следующих данных:
sн=0,01-0,05 (меньшие значения у двигателей большей мощности – сотни кВт);
kI = 5-7;
= 1,3-1,6;
.
Как следует из этих данных, естественные свойства асинхронных двигателей весьма неблагоприятны: малый пусковой момент, большой пусковой ток и самое главное – ограниченные возможности управления координатами.

4.4. Двигатели с короткозамкнутым ротором – регулирование координат.
Двигатели с короткозамкнутым ротором – самые распространенные электрические машины – до недавнего времени использовались лишь в нерегулируемом электроприводе поскольку практически единственная возможность эффективно регулировать скорость – изменять частоту напряжения, приложенного к старторным обмоткам, была технически трудно реализуема. Сейчас, благодаря успехам электроники, ситуация кардинально изменилась, и частотно-регулируемый электропривод – рис. 4.8,а стал основным типом регулируемого электропривода.


а)

б)

в)

Рис. 4.8. Схема частотно-регулируемого электропривода (а), механические характеристики (б), зависимость напряжения от частоты (в)

Частотное регулирование.
Как следует из (4.1) пропорциональна частоте f1 и не зависит для данной машины от каких-либо других величин. Вместе с тем, изменяя f1, следует заботиться об амплитуде напряжения: при уменьшении f1 для сохранения магнитного потока на некотором, например, номинальном уровне в соответствии с (4.4) следует изменять так, чтобы
.
При увеличении частоты от номинальной при U1=U1н поток в соответствии с (4.4) будет уменьшаться.
Как следует из (4.11,а), в пренебрежении R1, т.е. в предположении, что E1»U1, критический момент также пропорционален , тогда как критическое скольжение обратно пропорционально f1.
Механические характеристики при частотном регулировании в предположении, что E1=U1, показаны на рис. 4.8,б.
Сопротивление цепи статора, которым мы пренебрегаем, оказывает влияние на характеристики особенно малых машин (киловатты) – пунктир на рис. 4.8,б, поскольку при снижении частоты E1. Для компенсации этого влияния обычно несколько увеличивают напряжение при низких частотах – пунктир на рис. 4.8,в.
Проведем оценку частотного регулирования скорости по введенным ранее показателям
1. Регулирование двухзонное – вниз () и вверх (U1=U1н, f1>f1н) от основной скорости.
2. Диапазон регулирования в разомкнутой структуре (8-10):1. Стабильность скорости – высокая.
3. Регулирование плавное.
4. Допустимая нагрузка – М=Мн при регулировании вниз от основной скорости (Ф » const), Р = Рн при регулировании вверх (Ф < Фн).
5. Способ экономичен в эксплуатации – нет дополнительных элементов, рассеивающих энергию; как будет показано далее, малы потери в переходных процессах. Несомненное достоинство – гибкость управления координатами в замкнутых структурах. Современные методы так называемого векторного управления обеспечивают частотно-регулируемому электроприводу практически те же свойства по управляемости, которые имеет самый совершенный электропривод постоянного тока.
6. Способ требует использования преобразователя частоты (ПЧ) – устройства, управляющего частотой и амплитудой выходного напряжения. Такие устройства – совершенные и доступные – появились в последнее десятилетие, однако они ещё сравнительно дороги – около 100 USD/кВт в 1999 г. Принцип построения современных ПЧ рассмотрен далее.

Параметрическое регулирование
Отсутствие до недавнего времени доступного и качественного преобразователя частоты приводило к поиску других решений, одно из которых – изменение U1 при f1 = f1н = const – рис. 4.9,а.

а) б)
Рис. 4.9. Схема (а) и механические характеристики (б) асинхронного электропривода
с параметрическим регулированием
Как следует из (4.11,а), критический момент при таком регулировании будет снижаться пропорционально U12, критическое скольжение в соответствии с (4.12,а) останется неизменным – сплошные линии на рис. 4.9,б. В замкнутой по скорости структуре – пунктир на рис. 4.9,а – можно получить характеристики, показанные на рис. 4.9,б пунктиром, т.е. способ внешне выглядит весьма привлекательно.
Проведём его оценку.
1. Регулирование однозонное – вниз от основной скорости
2. Диапазон регулирования в замкнутой структуре (3-4):1; стабильность скорости удовлетворительная.
3. Плавность высокая.
4. Допустимая нагрузка резко снижается с уменьшением скорости, поскольку магнитный поток Ф º U1 при f1 = const. Рассмотрим это важное обстоятельство подробнее, воспользовавшись выражением для потерь в роторной цепи (4.9). Допустимыми в продолжительном режиме потерями можно считать номинальные , допустимые потери при регулировании определятся как DРдоп = Мдопw0s. Приравняв выражения для потерь, получим
, (4.17)
т.е. даже для специального двигателя с повышенным скольжением (очевидно невыгодного) ¢ = 0,06 вместо стандартного = 0,03 снижение скорости всего на 20% (s = 0,2) потребует снижения момента в 3 раза – рис. 4.9,б.
5. Таким образом, рассмотренный способ регулирования очевидно неэффективен для использования в продолжительном режиме. Даже для самой благоприятной нагрузке – вентиляторной () необходимо двух-трехкратное завышение установленной мощности двигателя с повышенным скольжением, интенсивный внешний обдув.
Важно отметить, что выражение (4.17) универсально для двигателей с короткозамкнутым ротором при , и все попытки обойти это ограничение каким – либо “хитрым” способом, кстати, все еще предпринимаемые, – бесперспективны.
Способ регулирования скорости изменением напряжения может в ряде случаев использоваться для кратковременного снижения скорости, а система ПН-АД очень полезна и эффективна для снижения пусковых токов, для экономии энергии при недогрузках.
6. Преобразователь напряжения ПН – простое устройство в 3-4 более дешевое, чем преобразователь частоты, и именно эта особенность системы ПН-АД приводила в ряде случаев к её неоправданному применению.
Кроме изложенных способов регулирования координат двигателей с короткозамкнутым ротором для этой цели используются иногда специальные двигатели с переключением обмоток статора, изменяющим число пар полюсов, т.е. в соответствии с (4.1) ступенчато регулирующие . Эти двигатели тяжелы, дороги, привод требует дополнительной переключающей аппаратуры и в связи с этим проигрывает современному частотно-регулируемому электроприводу.

4.5. Двигатели с фазным ротором – регулирование координат
Дополнительные возможности управлять координатами асинхронного электропривода появляются, если ротор выполнен не короткозамкнутым, а фазным, т.е. если его обмотка состоит из катушек, похожих на статорные, соединенных между собой и выведенных на кольца, по которым скользят щетки, связанные с внешними устройствами. Схематически трехфазная машина с фазным ротором показана на рис. 4.10,а. Фазный ротор обеспечивает дополнительный канал, по которому можно воздействовать на двигатель, – в этом его очевидное достоинство, но очевидна и плата за него: существенное усложнение конструкции, бóльшая стоимость, наличие скользящих контактов. Именно эти негативные особенности привели к тому, что в общем объёме производства асинхронные двигатели с фазным ротором составляют небольшую долю.


а)

б)

в)

г)

Рис. 4.10. Асинхронный двигатель с фазным ротором (а), схема (б)
и характеристики (в) и (г) реостатного регулирования
К щеткам на кольцах в цепи ротора можно подключать как пассивные цепи, например, резисторы, так и активные, содержащие источники энергии; последняя возможность широко используется в электроприводах большой мощности (сотни – тысячи киловатт).

Реостатное регулирование.
Как и в электроприводе постоянного тока это простейший способ регулирования: в каждую фазу ротора включают одинаковые резисторы с сопротивлением – рис. 4.10,б. Тогда общее активное сопротивление фазы ротора составит R2 = Rр + Rд, а искусственные характеристики приобретут вид, представленный на рис. 4.10,в,г: предельное значение тока ротора I¢2 преди критический момент Мк в соответствии с (4.8) и (4.11) не изменяется, а в соответствии с (4.12) растет пропорционально R2:
. (4.18)
Последнее соотношение для критического скольжения, очевидно, выполняется и для скольжения при любом М = const, оно похоже на (3.16), а реостатные механические характеристики похожи на таковые для двигателя постоянного тока. Показатели реостатного регулирования скорости асинхронных двигателей с фазным ротором практически те же, что у электропривода постоянного тока.
1. Регулирование однозонное – вниз от основной скорости.
2. Диапазон регулирования (2-3):1, стабильность скорости низкая.
3. Регулирование ступенчатое. С целью устранения этого недостатка иногда используются схемы, в которых роторный ток выпрямляется и сглаживается реактором, а резистор, включаемый за выпрямителем, шунтируется управляемым ключом – транзистором с управляемой скважностью, благодаря чему достигается плавность регулирования, а при использовании обратных связей формируются жесткие характеристики.
4. Допустимая нагрузка Мдоп = Мн, поскольку Ф » Фн и при мало меняющемся cos j2 I2доп » I2н .
5. С энергетической точки зрения реостатное регулирование в асинхронном электроприводе столь же неэффективно, как и в электроприводе постоянного тока – потери в роторной цепи при M = const пропорциональны скольжению:
,
а распределение этих потерь определяется в соответствии с (4.18) соотношением сопротивлений – собственно в роторной обмотке рассеивается мощность , а в дополнительных резисторах – мощность .
6. Капитальные затраты, как и в электроприводе постоянного тока, сравнительно невелики.

Каскадные схемы.
Интересные перспективы открывает включение в роторную цепь активных элементов, при f1 = const появляется возможность не потерять, а истратить полезно мощность скольжения , отдав её либо в сеть, либо на вал двигателя. Электроприводы такого типа называют каскадами или каскадными схемами.
Простейшая схема машино – вентильного каскада, иллюстрирующая общую идею, показана на рис. 4.11,а. ЭДС машины постоянного тока Е должна быть направлена встречно ЭДС роторного выпрямителя Еd, что достигается соответствующей полярностью машины. Тогда
Id=(Ed-E)/Rэ,
где – эквивалентное активное сопротивление контура выпрямитель – якорь машины.

а)


б)

в)

г)

Рис. 4.11. Схема (а), характеристики (б) и (в) и энергетическая диаграмма (г)
машино-вентильного каскада
Поскольку Ed=kE1s, а Е1 » U1 = const, то до некоторого скольжения s¢, определяемого уровнем ЭДС машины постоянного тока Е¢ (рис. 4.11,б), ток Id = 0, а следовательно, I2 = 0, и машина М1 не развивает момента. При s>s¢ ток начнет расти в соответствии с приведенным выше уравнением, вызывая увеличение момента (рис. 4.11,в). Мощность возвратится в сеть (рис. 4.11,г); знаки приближенного равенства показывают, что мы не учитываем электрических потерь в сопротивлениях контура выпрямитель – якорь и механических в машинах М2 и М3.
Меняя ток возбуждения машины М2, а следовательно величину Е, можно изменять скольжение, при котором начинается рост тока Id, и, следовательно, регулировать скорость (рис. 4.11,в).
Иногда вместо двух дополнительных электрических машин, возвращающих энергию скольжения в сеть, используется один статический преобразователь-инвертор, ведомый сетью.
Энергия скольжения не обязательно должна возвращаться в сеть, есть каскады, в которых она отдается машиной М2 на вал главного асинхронного двигателя.
Каскадные схемы используются при очень больших мощностях (тысячи киловатт) и малых диапазонах регулирования – (1,1-1,2):1.
Электропривод с машиной двойного питания.
Каскадные схемы предполагали управление координатами в цепи выпрямленного тока ротора. Вместе с тем существует и другая возможность – включение в цепь ротора преобразователя частоты (рис. 4.12,а). Структуры такого типа называют электроприводами с машинами двойного питания.

а) б)
Рис. 4.12. Схема (а) и характеристики (б) машины двойного питания
Поскольку при преобразовании энергии поля должны быть неподвижны относительно друг друга, должны выдерживаться следующие соотношения скоростей и частот:
; (4.19)
f1 = f2 + f, (4.20)
где – угловые скорости поля статора и поля ротора относительно соответственно статора и ротора; f1, f2 – частоты напряжения статора и ротора; f – частота, соответствующая угловой скорости ротора.
Из (4.19) и (4.20) следуют богатые возможности управления скоростью ротора : действительно, фиксируя f1, т.е. , и управляя , можно получать любые f и теоретически в неограниченном диапазоне (рис. 4.12,б); знаком “-” для f2 и обозначено изменение чередования фаз, чему соответствует изменение направления вращения поля.
Если частота f2 задается независимо от , механические характеристики представляются горизонтальными линиями (рис. 4.12,б), и в этом смысле машина подобна синхронной, которую мы рассмотрим далее. При изменении момента нагрузки меняется угол q между осями полей статора и ротора – как бы по-разному растягивается “магнитная пружина”. Наибольший момент Мmax определяется предельной силой магнитной связи статора и ротора – при превышении моментом нагрузки этой величины нарушаются условия (4.19), “магнитная пружина” рвется, поля перестают быть неподвижными относительно друг друга, машина не развивает среднего момента и либо останавливается при реактивном Мс, либо вращается со скоростью, определяемой активным Мс; это, разумеется, аварийный режим.
Возможно и другое построение системы: частота f2 может быть связана со скоростью ротора. В этом случае характеристики будут похожи на характеристики машины постоянного тока – будут иметь наклон, который можно трактовать как скольжение; видом связи можно формировать характеристики любого вида.
В рассматриваемой системе очень многообразны энергетические режимы – они определяются соотношением частот f1 и f2, относительным направлением вращения полей, направлением действия (знаком) момента сопротивления. На рис. 4.12,б в качестве примера приведена диаграмма, иллюстрирующая режимы на одной из характеристик в предположении, что потери малы и не учитываются.

4.6. Синхронный двигатель. Другие виды электроприводов
Статор синхронной машины очень похож на статор асинхронной и используется для создания вращающегося магнитного поля. Ротор выполнен в виде явнополюсного или неявнополюсного электромагнита, питаемого через кольца и щетки от источника постоянного напряжения, или в виде конструкции из постоянных магнитов. Магнит увлекается полем, движется синхронно с ним, связанный “магнитной пружиной”, отставая в двигательном режиме или опережая в тормозном на угол q, зависящий от электромагнитного момента.

а) б) в)

г) д)
Рис. 4.13. Схема замещения (а), векторная диаграмма (б) и характеристики (в), (г) и (д)
синхронной машины
Фаза статора неявнополюсной синхронной машины (р=1), если пренебречь активным сопротивлением обмотки, может быть представлена схемой замещения на рис. 4.13,а. Синусоидальное напряжение источника питания U уравновесится частично ЭДС Е, наведенной в неподвижной обмотке вращающимся магнитом – ротором, и определит вместе с реактивным сопротивлением Хs ток I. Векторная диаграмма, отражающая указанные процессы, показана на рис. 4.13,б.
Для синхронной машины очень важен угол q между и или, что то же, между осью поля статора и осью ротора – он, как отмечалось, характеризует степень растянутости “магнитной пружины”.
Основные соотношения между электрическими и механическими величинами найдем, пользуясь формулой
(4.21)
и векторной диаграммой на рис. 4.13,б, из которой следует, что
.
Из вспомогательного треугольника АВС определим
,
т.е. получим
,
и окончательно найдем
. (4.22)
Таким образом, электромагнитный момент синхронной машины зависит от q, причем для малых q можно принять
М » сэмq . (4.22,а)
Максимальный момент Мmax при постоянном напряжении и частоте пропорционален ЭДС, т.е. в линейном приближении току возбуждения машины; для нормальных машин Мmax/Мн = 2 – 2,5.
Если машина имеет явнополюсной ротор, то к моменту, определенному по (4.22), добавится еще одна – реактивная составляющая, пропорциональная sin 2q (пунктир на рис. 4.13,в). Общий вид моментной характеристики синхронной машины показан на рис. 4.13,в штрих-пунктирной линией, механическая характеристика изображена на рис. 4.13,г.
Синхронная машина имеет характерную зависимость тока статора I от тока возбуждения – так называемые V-образные кривые (рис. 4.13,д). Их форма связана с тем, что при изменении тока возбуждения меняются реактивная составляющая тока статора и её знак.
Электропривод с синхронной машиной до недавнего времени был неуправляемым, имел тяжелый пуск – для него на роторе размещалась специальная пусковая “беличья клетка” (асинхронный пуск). Появление современных электронных преобразователей частоты радикально изменило эту ситуацию: появились маломощные частотно-управляемые электроприводы на основе синхронных машин с постоянными магнитами, электроприводы с синхронными реактивными машинами. Электронные коммутаторы, позволяющие бесконтактно переключать обмотки машины, стали основным элементом так называемых бесконтактных двигателей постоянного тока и т.п.
Особое место в ряду множества новых электроприводов, обязанных своим появлением успехам электронной техники, занимает шаговый электропривод, осуществляющий преобразование электрического сигнала (кода, цифры) в дозированное угловое или линейное перемещение, а также силовая версия этого электропривода – вентильно-индукторный электропривод, получивший в 90-е годы интенсивное развитие.
В отличие от подавляющего большинства традиционных электрических машин действие вентильно-индукторной машины основано на притяжении ферромагнитного тела к возбужденному электромагниту – индуктору. Машина ВИМ (рис. 4.14) состоит из n-полюсного статора, несущего катушки, и m-полюсного пассивного ротора, при чем n ¹ m. Электронный коммутатор К подключает по сигналу датчика положения Д катушки – фазы к источнику питания – выпрямителю В или батарее. При возбужденной фазе А-Х (рис. 4.14) два полюса ротора притянуты к соответствующим полюсам статора. При размыкании А-Х и подключении к источнику питания фазы B-Y, т.е. при перемещении поля по часовой стрелке ближайшие полюса ротора притянутся к вновь возбужденной фазе, и ротор повернется на некоторый угол против часовой стрелки. Повторение переключений приведет к непрерывному вращению ротора со скоростью, определяемой частотой переключений. На момент, соответствующий каждой скорости, будут влиять как ток, протекающий по обмоткам включенной фазы, так и углы включения и отключения фазы.

Рис. 4.14. Схема вентильно-индукторного электропривода
Из изложенного принципа действия вентильно-индукторной машины следует, что удовлетворительная работа привода возможна лишь при весьма тонком управлении, включающем формирование импульсов тока. При таком управлении, осуществляемом специализированной схемой управления СУ вентильно-индукторный электропривод превосходит по основным показателям традиционный частотно-управляемый асинхронный электропривод.
В настоящее время – конец 90-х годов – теория и практика вентильно-индукторного электропривода находятся еще в стадии разработки, однако уже полученные результаты позволяют надеяться, что этот новый тип электропривода займет достойное место в семействе регулируемых электроприводов благодаря предельной простоте, низкой стоимости и высокой надежности машины, широким функциональным возможностям и хорошим энергетическим показателям.

4.7. Технические реализации. Применения
Асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором уже около 100 лет используется и будет использоваться как практически единственная реализация массового нерегулируемого электропривода, составляющего до настоящего времени более 90% всех промышленных электроприводов. В последние 10-20 лет многими фирмами в Америке и Европе предпринимают попытки разработки и выпуска на широкий рынок так называемых энергоэффективных двигателей, в которых за счет увеличения на 30% массы активных материалов на 1 – 5% повышен номинальный КПД при соответствующем увеличении стоимости. В последние годы в Великобритании осуществлен крупный проект создания энергоэффективных двигателей без увеличения стоимости.
В последнее десятилетие благодаря успехам электроники (преобразователи частоты) короткозамкнутый асинхронный двигатель стал основой частотно-регулируемого электропривода, успешно вытесняющего доминировавший ранее электропривод постоянного тока во многих сферах. Особенно интересным является применение такого электропривода в традиционно нерегулируемых насосах, вентиляторах, компрессорах. Как показывает опыт, это техническое решение позволяет экономить до 50% электроэнергии, до 20% воды и более 10% тепла.
Переход от нерегулируемого электропривода к регулируемому во многих технологиях рассматривается как основное направление развития электропривода, поскольку при этом существенно повышается качество технологических процессов и экономится до 30% электроэнергии. Это определяет перспективы развития частотно-регулируемого электропривода.
Электропривод с двигателями с фазным ротором при реостатном регулировании традиционно находит широкое применение в крановом хозяйстве, используется в других технологиях. Каскадные схемы и машины двойного питания можно встретить в мощных электроприводах газоперекачивающих станций с небольшим диапазоном регулирования, в устройствах электродвижения судов. Синхронные двигатели до недавнего времени использовались относительно редко – главным образом в мощных установках, где не требовалось регулирование скорости. В последние годы положение существенно изменилось: за счет современных материалов (постоянные магниты), средств управления (ключи на относительно большие токи и напряжения и т.д.) Электропривод с синхронными двигателями стал управляемым, существенно расширился диапазон мощностей и занял ведущие позиции в станкостроении, робототехнике, гибких производственных системах и т.п.
Свойство синхронной машины с обмоткой возбуждения менять реактивную мощность и ее знак позволяет использовать ее как управляемый компенсатор реактивной мощности.
Предельная простота, надежность и низкая стоимость вентильно-индукторной машины и электропривода в целом, а также его широкие функциональные возможности и высокие энергетические показатели позволяют считать этот тип электропривода наиболее перспективным регулируемым электроприводом для широких промышленных и транспортных применений.
Как отмечалось, практически единственным рациональным способом регулирования скорости асинхронных двигателей с К.З. ротором и синхронных двигателей является изменение частоты питающего напряжения.
Большинство современных преобразователей частоты (ПЧ) от долей кВт до сотен кВт построены одинаково – рис. 4.15: сеть переменного тока – неуправляемый выпрямитель В – шины постоянного тока - конденсатор LC-фильтра – автономный инвертор напряжения И с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) – асинхронный двигатель АД, к которому приложено переменное 3-фазное напряжение с регулируемой частотой f = var и амплитудой U = var ; управление инвертором осуществляется блоком управления БУ.

Рис. 4.15. Типовая схема преобразователя частоты
Идею автономного инвертора напряжения (АИН) проиллюстрируем на простейшей однофазной схеме с четырьмя идеальными ключами 1, 2, 3, 4 и активной нагрузкой R – рис. 4.16,а.
При попарной коммутации ключей 1,2 – 3,4 – 1,2 и т.д. через время Т/2 (рис. 4.16,б) к резистору будет прикладываться переменное напряжение uab прямоугольной формы с частотой . Ток при активной нагрузке будет повторять форму напряжения. Изменяя коммутационный промежуток Т/2, можно менять частоту в любых пределах.


а)

б)

Рис. 4.16. Однофазный инвертор, нагруженный активным сопротивлением (а),
и диаграмма работы (б)
При активно-индуктивной нагрузке размыкание ключа недопустимо без дополнительных мер, поскольку энергия, запасенная в индуктивности, при разрыве цепи вызовет большие пики перенапряжений и сделает устройство полностью неработоспособным. Следовательно, при размыкании ключей должны оставаться контуры, по которым продолжал бы протекать ток в прежнем направлении и запасалась бы энергия, переданная из разряжающейся индуктивности.


Рис. 4.17(а). Однофазный инвертор с R L нагрузкой

Рис. 4.17(б). Диаграмма работы однофазного инвертора
Конфигурация схемы, при которой выполняются указанные условия, показана на рис. 4.17,а. Пунктирные диоды у ключей 1-4 отражают их одностороннюю проводимость. Диоды D1 – D4 образуют вместе с конденсатором С контуры для обмена энергией. Коммутация ключей не отличается от показанной на рис. 4.16, однако ток на каждом полупериоде меняет направление, протекая по контурам, показанным на рис. 4.17,б. Нетрудно видеть, что формы напряжения и тока существенно различны, и ток в силу индуктивного характера нагрузки отстает от напряжения.
Рассмотренные выше принципы построения и работы однофазных автономных инверторов напряжения легко распространяются на m-фазные (обычно – трехфазные) схемы.
Трехфазным аналогом однофазной схемы (рис. 4.16,а) будет схема, приведенная на рис. 4.18,а, имеющая шесть ключей 1, 2, 3, 4, 5, 6. Мы, как и прежде, рассматриваем идеализированный случай, полагая для простоты, что соединенные в звезду сопротивления нагрузки – активные. Для количественных оценок примем U = 1 и RА=RВ=RС=R=1.


а)

б)

Рис. 4.18. Схема трехфазного инвертора (а) и диаграмма коммутации (б)
Разделим период выходного напряжения на шесть интервалов I – VI и условимся коммутировать ключи в начале каждого интервала в порядке их номеров, указанных на рис. 4.18,а. В результате получим диаграмму коммутации, показанную на рис. 4.18,б. Здесь принята так называемая 180° коммутация, т.е. каждый ключ, замкнувшись, продолжает оставаться включенным три интервала, т.е. 1/2 периода или 180°. Включенное состояние ключей отмечено на диаграмме жирными линиями; внизу указанно, какие из ключей замкнуты на каждом интервале.
На интервале I точки А и С связаны с “плюсом” источника, а точка В с “минусом”, т.е. интервалу I соответствует схема на рис. 4.19,а. Нетрудно видеть, что сопротивление цепи между “+” и “-” составит при принятых величинах 1/2+1=3/2, общий ток будет 1:3/2=2/3, тогда фазные напряжения на I интервале будут: UAI = 1/3, UBI = -2/3 и UCI = 1/3 (положительным принято направление от зажимов А,В,С – к нулю). Если перейти к векторному представлению величин, то получим диаграмму на рис. 4.19,б: результирующий вектор, равный 1, направлен по оси фазы В.
Рассмотрим аналогично интервал II. Здесь точка А связана с “+”, а точки В и С – с “-” – схема на рис. 4.20,а. Аналогичными рассуждениями получим фазные напряжения: UAII = 2/3, UBII = -1/3 и UCII = -1/3 , векторная диаграмма – на рис. 4.20,б. Результирующий вектор, попрежнему равный 1, сместится по часовой стрелке на 60°.

Рис. 4.19. Диаграммы токов (а) и напряжений (б) на интервале I

а)

б)

Рис. 4.20. Диаграммы токов (а) и напряжений (б) на интервале II
Повторяя подобные рассуждения для остальных интервалов, получим диаграммы фазных напряжений на рис. 4.21,а и векторную диаграмму на рис. 4.21,б. Иногда вместо 180° коммутации используют 120° коммутацию, когда каждый ключ замкнут на протяжении двух интервалов. Нагрузка может быть при любой коммутации включена как в звезду, так и в треугольник. В этих вариантах будут несколько изменяться формы напряжений и их амплитуды, но принцип получения трехфазных (в общем случае – m-фазных) напряжений останется неизменным. При активно-индуктивной нагрузке останутся в силе рассмотренные ранее в однофазном варианте необходимые добавления – диоды, которые шунтируют ключи, и конденсатор, участвующий в процессе перекачки запасаемой в индуктивностях энергии на каждом такте работы схемы.


а)

б)

Рис. 4.21. Диаграммы фазных напряжений
Изложенный принцип преобразования постоянного напряжения в переменное, основанный на использовании управляемых ключей, в различных модификациях и вариантах используется в подавляющем большинстве современных преобразователей частоты. В частности, он используется в автономных инверторах тока, когда на входе инвертора включен реактор, индуктивность которого достаточна для поддержания тока нагрузки практически неизменным в течение полупериода выходной частоты. Таким образом, в АИТ задается мгновенное значение тока, он питается от источника тока. Напряжение – зависимая переменная. Обычно нагрузка шунтируется конденсатором в целях создания условий коммутации ключей – тиристоров – и обеспечения нормальной работы при активно-индуктивной нагрузке.

Из изложенного следует, что управляемые ключи позволяют преобразовывать постоянное напряжение в m – фазное переменное напряжение нужной частоты, однако остался открытым вопрос об управлении амплитудой переменного напряжения. Принципиально есть несколько возможностей. Первая – и очевидная – использовать для

связи с сетью управляемый выпрямитель взамен неуправляемого. Эта возможность используется обычно в АИТ и в последнее время в некоторых АИН для обеспечения рекуперации энергии в сеть и снижения вредного влияния инвертора на сеть. Вторая возможность – варьирование длительности импульса внутри каждого полупериода. Третья, повсеместно используемая в современных преобразователях частоты на основе АИН, – широтно-импульсная модуляция ШИМ.
Идею построения автономного инвертора напряжения с ШИМ проиллюстрируем на простейшей идеализированной однофазной схеме с чисто активной нагрузкой – рис. 4.16,а.
Для изменения амплитуды и формы напряжения на нагрузке раздробим каждый период Т на n равных частей (интервалов) с продолжительностью каждого и будет коммутировать ключи 1,2 на каждом интервале положительного полупериода, а ключи 3,4 – на каждом интервале отрицательного полупериода как показано на рис. 4.22,а. Тогда на каждом интервале i к нагрузке будет прикладываться не полное напряжение U, а лишь его часть Uiср:
.


а)

б)

Рис. 4.22. ШИМ на интервале (а) и на половине периода выходной частоты (б)
Меняя на каждом интервале относительную ширину импульса ,
можно легко управлять средним за интервал напряжением Uiср, т.е. формировать на каждом полупериоде любую нужную форму напряжения, как показано на рис. 4.22,б. С увеличением n будет уменьшаться t и ступенчатая кривая будет приближаться к заданной плавной.
Используя широтно-импульсную модуляцию, можно формировать любые нужные формы кривой тока, учитывая изменяющиеся в процессе работы параметры нагрузки. В современных хорошо сделанных преобразователях частоты ШИМ позволяет при любой требуемой выходной частоте преобразователя изменять нужным образом амплитуду напряжения, управляя магнитным потоком двигателя, и формировать при любой нагрузке на валу близкую к синусоидальной форму тока двигателя.
Полно реализовать широкие возможности ШИМ удалось лишь в последние 5-10 лет с появлением на рынке совершенных ключей, в частности, транзисторных модулей IGBT с напряжением до 1200 В, током до 600 А и частотой коммутации до 30 кГц, а также средств управления ими.
На рис. 4.23 в качестве примера показаны экспериментальные осциллограммы фазного напряжения и тока в одной из версий системы ПЧ-АД.

Рис. 4.23. Экспериментальная осциллограмма напряжения и тока в ПЧ с ШИМ
Наряду с рассмотренными выше преобразователями частоты с явно выраженным звеном постоянного тока иногда используются преобразователи частоты, в которых нет промежуточного звена постоянного тока, а питающая трехфазная сеть непосредственно связана с нагрузкой – статорными обмотками АД через группы управляемых выпрямителей – рис. 4.24,а,б. Такие ПЧ называют преобразователями частоты с непосредственной связью или циклоконверторами.
Каждая фаза двигателя (на рис. 4.24,б изображена фаза А) снабжена двумя комплектами встречно-параллельно включенных управляемых выпрямителей, выполненных на простейших полууправляемых ключах – тиристорах. Управляя выпрямителями, можно обеспечить условия, при которых на каждой фазе двигателя в положительный полупериод требуемого выходного напряжения (“+” на рис. 4.24,в) проводит один комплект тиристоров А1, а в отрицательный (“-”) другой – А2.


а)

б)

Рис. 4.24. Схемы (а) и (б) преобразователя частоты


в)
Рис. 4.24. Диаграмма напряжений (в) преобразователя частоты с непосредственной связью
Из рис. 4.24,в следует, что период выходного напряжения Т и, следовательно, частота f= 1/Т зависят от момента переключения комплектов тиристоров и могут изменяться в некоторых пределах. Верхняя частота ограничена, поскольку при приближении Т к Тс (периоду сетевого напряжения) выходное напряжение оказывается сильно искаженным; на практике часто принимают f £ fc/2 .
Амплитуда выходного напряжения может изменяться за счет изменения угла, как показано на рис. 4.24,в.
К преимуществам циклоконвертора следует отнести схемную простоту, реализуемость на простых, дешевых ключах, возможность двусторонней передачи мощности, малые потери в силовом канале. Однако, его недостатки – низкая верхняя частота, сильное искажение как питающего, так и выходного напряжения ограничивают пока его применение лишь отдельными специальными приводами.
Как следует из изложенного выше, преобразователи частоты являются одновременно и регуляторами напряжения, однако эта их функция имеет вспомогательный характер.
Вместе с тем, имеется специальная группа электрических преобразователей – регуляторы напряжения, единственной функцией которых является управление средней за полпериода величиной переменного напряжения.
Типичная схема трехфазного тиристорного регулятора (преобразователя) напряжения ТПН, включаемого между сетью переменного тока и нагрузкой (АД), представлена на рис. 4.25,а.
Три пары встречно-параллельно включенных тиристоров управляются блоком управления БУ, представляющим собой любое устройство типа СИФУ (схема импульсно-фазового управления). СИФУ подает на тиристоры открывающие импульсы в моменты, сдвинутые на изменяемый угол a относительно момента естественной коммутации, благодаря чему напряжение меняется от U = Uн (a = 0) теоретически до 0 (a = 180°) (рис. 4.25,б). Закрывание тиристоров происходит естественно – при изменении полярности напряжения.


а)

б)

Рис. 4.25. Тиристорный регулятор напряжения
Регуляторы напряжения, отличающиеся предельной простотой, доступностью элементной базы (тиристоры), малыми габаритами, высокой надежностью и низкой стоимостью, давно используются в мировой практике в качестве регуляторов скорости маломощных, обычно однофазных двигателей (доли кВт) и в качестве устройств плавного пуска трехфазных двигателей значительной (десятки – сотни кВт) мощности. Они же могут использоваться и для управления напряжением в целях энергосбережения при w » const, но сильно меняющейся нагрузке.
Как подчеркивалось ранее, эти устройства не должны применяться для регулирования скорости сколько-нибудь мощных АД, приводящих во вращение насосы, вентиляторы и другие машины, работающие в продолжительном режиме.